12V — 5, 0.5A

(相關資料圖)

考慮到USB 5V輸出的保護問題，后面會在USB 5V輸出端串一個可恢復保險絲，但是這個保險絲有壓降，所以就需要做一個BUCK電路輸出5V電壓，這里采用的是分立元件搭建的 12V轉5V的BUCK電路。

Buck伏秒平衡推導

由于前面已經把Boost伏秒平衡都推導過了一遍，那么Buck電路的思路其實也是一樣，下面就把Buck的核心推導思路講一遍。下面這幅圖是Buck電路的拓撲結構，一起來分析一下。

如上圖所示，當開關閉合on時，此時Vin給電感充電的同時，也在給電容和負載提供能量；當開關斷開off時，此時電感放電，并且電感給電容充電的同時也在給負載提供能量。

我們知道，之所以輸出電壓Vo能達到平衡，是因為電感的充電電流=放電電流。那么，我們知道電感的電流與感量的關系：

電感充電時，Δt為ton；電感放電時，Δt為toff。

同樣的，我們再來分別分析ton和toff期間，電感兩端的電壓。

電感量公式推導

PWM發生電路

根據上面的公式初步計算出匹配電阻和電容。通過計算可以知道，三角波的低閾值是3.371V，高閾值是7.014V，三角波的頻率是59KHz。當然，由于電阻和電容的誤差，特別是電容有20%的誤差，最終要以實測為準。同時，根據上面的公式計算出來的電感量，選擇100uH的感量。另外，這是在輸出Io達到0.5A*0.5=0.25A的時候，電感工作進入BCM臨界連續模式。由于Io=0.25A時，電感進入BCM模式，所以ΔI/2=0.125A。那么當輸出Io=0.5A時，Ipk=Io+ΔI/2=0.625A（這里的公式會在后面詳細給推導）。所以我們在電感選型時，可以選用稍大一點的100uH 1A的貼片功率電感。

同時，需要有一個欠壓保護電路，低于7.8V時，MOS管驅動電路斷電，從而保護MOS管。這是由于MOS管是高電平關斷，所以如果這個高電平低于閾值時，會關不了，容易造成損壞。

電流環是帶有自鎖功能的，防止由于過流出現頻繁開關的狀態。基本原理就是，當電路出現過流時，采樣電阻兩端的電壓使得Q7 管導通，從而使得Q8導通。然后左邊的自鎖電路由于Q8的C極是低電平，所以Q9就會導通；當Q9導通了之后，Q10的基極就會有電流，讓Q10導通；Q10的導通把Q8的C極給鉗位住了，同時也把比較器6腳的直流電平信號拉低，讓比較器輸出高，MOS管關斷。只有重新斷電再上電，電路才能復位，正常工作。

最終，12V轉5V的BUCK完整電路如下圖所示：

12V轉5V的分立BUCK電路，由于輸出電壓只有5V，不能用N-MOS管+自舉電容的方式來設計，所以，這里采用的是P-MOS管，但需要注意推挽的輸出邏輯，當推挽輸出高電平時，對應的是P-MOS管的關斷。整體思路就是：用滯回比較器做一個三角波發生器，然后和直流電平相互比較產生方波，用這個方波驅動MOS管，當然中間需要加一個推挽來提高MOS管的驅動能力。

此BUCK電路也有TL431設計的精密的電壓環，將輸出電位控制在5V。TL431的K極接到比較器的直流電壓端輸入6腳，通過改變TL431的內阻，與R17進行分壓，來實現6腳直流電平的調節，從而實現占空比的調節，讓輸出電壓穩定在5V。

精密TL431工作原理

當VCC電源剛剛建立起來時，通過R17讓TL431達到最小工作電流。

那么，隨著輸出電壓逐步的升高，當電壓上升到比如5.002V時，經過電阻分壓后的電位是2.501V，也就是說誤差放大器的輸入端的壓差是0.001V。假設TL431的誤差放大倍數是1000倍，那么，壓差經過放大后是1V，這個1V來驅動三極管的B極，讓三極管CE導通。當然，誤差放大器從0V到1V之間肯定有一個變化的過程，也就是說，隨著誤差放大器輸出端的電位在0V~1V之間變化時，431內部三極管的CE內阻也在慢慢變小。

當431內部三極管CE內阻變小后，與R17電阻進行分壓，使得比較器6腳的直流電平降低，減小占空比，從而實現輸出電壓的調節。

由于誤差放大器的放大倍數很大，只要輸出電壓高于5V一丁點，就能讓TL431內部等效阻抗減小，實現調節，穩定在5V。另外，這里需要注意的是，TL31的最小工作電流是1mA，在設計電路時，要保證TL431的最小工作電流至少在1mA。

在LDO電路中的C22電容是起到微分調節的作用。假設沒有這顆電容，當負載突變的時候，比如說輸出電壓陡然減小，此時TL431的內阻也會隨之陡然增大，比較器6腳的直流電平會快速升高，造成超調，讓占空比增大的過快，繼而輸出電壓會過大。如此往復周而復始，輸出電壓紋波就會很大。但是電路有由于有了C22微分調節電容的存在，當負載發生突變時，由于電容兩端的電壓不能突變，電容的電位會有一個緩慢的斜率，所以，TL431的內阻的變化不會那么激烈，起到微分調節的作用。（后面會專門針對硬件PID進行講解）

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